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　　近幾年來，PC機的各項技術(shù)得到了迅速發(fā)展，CPU的計算速度、內(nèi)存容量都大幅度提高，其數(shù)字信號處理能力已經(jīng)完全可以滿足對常規(guī)通信信號的實時解調(diào)。將調(diào)制解調(diào)器設(shè)計在聲卡上而不是DSP芯片上，有很多好處：首先，聲卡廉價易得，充分利用卡上的line in、mic in、line out、spk out等端口，可以實現(xiàn)多路信號的實時解調(diào)，一卡多用;其次，優(yōu)化后的解調(diào)軟件占用CPU的時間很少，可以在接收數(shù)據(jù)的同時從事其他工作;第三，不受存儲空間的限制，用高級語言編程，設(shè)計周期短。另外，這種設(shè)計方案與硬件平臺無關(guān)，軟件升級周期短。本文正是基于這種思想，拋開DSP器件，以PC機為硬件平臺，實現(xiàn)對QPSK信號的實時解調(diào)，系統(tǒng)框圖如圖1所示。

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　　圖1中，接收機輸出的基帶信號經(jīng)PC機聲卡采樣后得到離散化的數(shù)字序列。對信號的采樣可調(diào)用Windows的API函數(shù)對聲卡進行控制，包括采樣頻率、緩存大小、每次讀入的字節(jié)數(shù)等，具體實現(xiàn)可參看相關(guān)資料，本文不再贅述。圖1中的解調(diào)軟件部分是本文討論的重點，它完成對信號的數(shù)字化實時解調(diào)功能，其數(shù)字化解調(diào)原理如圖2所示。

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　　軟件AGC

　　軟件AGC用于跟蹤信號外包絡(luò)變化實現(xiàn)對衰落的補償。本文采用圖3所示對數(shù)AGC。

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　　圖3中的對數(shù)AGC用軟件實現(xiàn)時，A(n)的計算采用下式。

　　log{A(n+1)}=log{A(n)}+α[log{R}-log{|A(n)x(n)|}]

　　圖中，x(n)是軟件AGC的輸入信號，y(n)是輸出信號;A(n)是AGC的增益控制變量;α和R為常量，取值根據(jù)設(shè)計要求在補償速度和穩(wěn)定性之間取折中，當要求補償速度迅速時，取較大的值，反之，取較小的值。

　　DFPLL載波頻率恢復

　　在位同步點附近，存在信號的碼間串擾問題。DFPLL的基本思想就是，對于每個碼元，利用位同步附近的采樣點計算碼元的相位，并根據(jù)基帶信號碼元的相位特點，計算出參考載波與信號載波的差值，利用此差值調(diào)整VCO的相位，進行載波恢復。

　　設(shè)QPSK信號的第n個碼元在位同步點處的相位信息為：，其中，i=0,1,2,3,θ(n)為第n個碼元的相位偏移。要得到相位誤差，需要去除相位信息中的信息分量πi/2，通過觀察QPSK星座圖可以發(fā)現(xiàn)，相鄰星座點間的相差總在π/2附近，于是用如下方法可以去除信息分量。令，并令，其中，mod表示求余，ξ(n)是單個碼元的相位誤差。如果采樣頻率為Fs，碼元速率為fb，則該碼元每個采樣點的平均相位誤差為e(n)=ξ(n)/(Fs/fb)。平均相位誤差送入環(huán)路濾波器，濾波結(jié)果由系數(shù)k調(diào)整后，送入VCO進行相位增量調(diào)整，當e(n)穩(wěn)定在一個較小值附近時，DFPLL處于鎖定狀態(tài)。環(huán)路濾波器采用一階RC低通濾波器。由于其輸入為相位估計器，考慮來自相位估計器的相位差值信號以碼元速率fb變化，其截止頻率應(yīng)在fb附近，用沖激不變法設(shè)計歸一化系統(tǒng)函數(shù)為：。濾波器的截止頻率和增益k對捕獲時間和環(huán)路的穩(wěn)定性都有影響，調(diào)整這兩個參數(shù)，使之達到最佳狀態(tài)。

　　DTTL符號定時恢復

　　QPSK調(diào)制的DTTL符號定時恢復算法原理如圖4所示。該算法由Farrow插值器、定時誤差檢測器、數(shù)字環(huán)路濾波器及數(shù)控振蕩器等四部分組成?？梢钥闯?，它實際上是一個帶鎖相環(huán)的反饋定時誤差同步器。符號定時恢復主要是通過不斷調(diào)整Farrow插值器的參數(shù)，使得輸出的樣點值抽樣在每個符號周期的最大值上。該算法工作在2個樣點/符號。

　　圖4中的Farrow插值器使用線性插值公式Z1(k)=(1-μ(k))Y1(k-1)+μ(k)Y1(k)，其中0≤μ(k)<1。調(diào)整μ(k)的值，即可使樣值采樣在最佳時刻。誤差檢測器可表示如下。

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　　Vd(k)=Z1(k-1)[sgn(Z1(k))-sgn(Z1(k-2))]+ZQ(k-1)[sgn(ZQ(k))-sgn(ZQ(k-2))]

　　環(huán)路濾波器采用二階數(shù)字環(huán)路濾波器，其輸入輸出關(guān)系可表示如下。

　　Vc(k)=Vc(K-1)+KpVd(k)+(Ki-Kp)Vd(k-1)

　　關(guān)于比例增益常量Kp和積分增益常量Ki的選擇，可以參考文獻4。數(shù)控振蕩器的控制字Vo按照下式每個符號調(diào)整一次。

　　Vo(k)=Vo(k-1)+KoVc(k)

　　式中Ko為數(shù)控振蕩器靈敏度增益常量。最后，分數(shù)索引μ(k)可按下式更新。

　　μ(k)=mod(μ(k-1)+Vo(k-1),1)

　　式中mod表示取余。

　　Kalman DFE自適應(yīng)均衡器

　　Kalman DFE自適應(yīng)均衡器的均衡原理如圖5所示。

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　　由圖5可以看出，DFE均衡器包含兩個橫向濾波器，一個橫向濾波器用于線性的前向濾波處理，其判決結(jié)果反饋給另一個橫向濾波器。如果前面的判決是正確的，則反饋濾波器就能消除由前面碼元所造成的串擾。反饋濾波器的抽頭系數(shù)由包括前向濾波器所造成的信道沖激響應(yīng)拖尾所決定。不難理解，只要誤碼率小于1/2，原則上就能保證收斂。

　　圖中前向濾波器為M階，反饋濾波器為N階;tn為訓練序列;YK為前向濾波器的輸入，ai為其抽頭系數(shù);IK為反饋濾波器的輸入，bi為其抽頭系數(shù);ZK為DFE的輸出;e(k)為誤差信號。均衡器工作時，總是先由接收到的同步序列或訓練序列tn等已知序列進行訓練。在訓練期間，DFE均衡器將內(nèi)部產(chǎn)生的理想信號作為反饋輸入信號，由LMS或RLS算法對信道進行估計，同時調(diào)整前向與反饋濾波器的抽頭系數(shù)，收斂到均方誤差最小。當殘差足夠小時，均衡器被切換到直接判決模式，即由判決符號重調(diào)制生成的參考信號作為反饋輸入，均衡器將繼續(xù)工作在均方誤差最小狀態(tài)。

　　由圖5可知，

　　令XT(k)=YK,YK+1,...,YK+M-1,IK-1,IK-2,...,IK-N)

　　WT(k)=(a1,a2, ..., aM,b1,b2, ...,bN)

　　其中，T表示轉(zhuǎn)置，則誤差信號e(k)表示如下。

　　e(k)=IK-ZK=IK-WT(k-1)X(k)

　　Kalman算法的精髓在于，已知W(k-1)，遞推計算W(k)，其遞推步驟如下。

　　初始化：0<ω<1;W(0)=0;P(0)=I，I表示單位矩陣。

　　for k=1 to n do ：e(k)=I(k)-XT(k)W(k-1)

　　K(k)= P(k-1)X*(k)

　　ω+XT(k)P(k-1)X*(k)

　　P(k)= [p(k-1)-K(k)XT(k)P(k-1)]

　　W(k)=W(k-1)+K(k)e(k)

　　其中，K(k)為卡爾曼增益向量，P(k)為X(k)的協(xié)方差矩陣。均衡器系數(shù)隨時間改變的量等于誤差e(k)乘以卡爾曼增益向量K(k)。因為是M+N維的，所以每一個抽頭系數(shù)實際上受到K(k)的一個元素的控制，從而獲得快速收斂。

　　實時測試結(jié)果

　　測試系統(tǒng)框圖如圖1所示。這里接收機輸出的PSK31信號的載頻為1000Hz，碼元速率為31.25波特，調(diào)制方式為QPSK，聲卡的采樣頻率為8000Hz。DTTL符號定時恢復過程中，定時誤差及分數(shù)索引的收斂情況如圖6、圖7所示。DFPLL載頻恢復過程中，VCO輸出參考載頻的收斂情況如圖8所示。圖9則分別顯示了未加均衡與加均衡時，解調(diào)出的QPSK星座的對比。

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