將低導通電阻模擬開關與基準和超低靜態(tài)電流比較器相結合，可產生一個分立元件穩(wěn)壓電荷泵，可提供 10mA 電流，靜態(tài)電流 （Iq） 僅為 7uA。

介紹

便攜式電池供電設備通常大部分時間處于待機模式，內部升壓轉換器的靜態(tài)電流會持續(xù)消耗電池。待機期間的靜態(tài)電流可能大于實際負載電流。雖然一些基于電感的轉換器提供驚人的低靜態(tài)電流（最大值<10uA），但對于必須本質安全的成本敏感型設計，穩(wěn)壓電荷泵是首選（或必需的）。

具有 ≥10mA 輸出電流能力的現成穩(wěn)壓電荷泵的典型最小靜態(tài)電流為 50 至 100μA。如果該靜態(tài)電流水平不可接受，則可以通過添加遠程監(jiān)控穩(wěn)壓并切換電荷泵關斷模式的電路來降低總體平均值。然而，這種方法可能無法達到理想的Iq水平（<10μA）。低R的出現上模擬開關、超低電流比較器和基準使分立元件電荷泵的最大靜態(tài)電流約為7μA成為可能。

電荷泵使用交流耦合技術將能量從傳輸電容器傳輸到存儲電容器。傳輸電容首先通過模擬開關充電至V電平巴特，然后其他模擬開關將能量傳輸到連接到 V 的存儲電容器外.然后轉換電容再次充電并重復循環(huán)。理想模擬開關具有零損耗，V外電平等于 2V巴特.然而，正如預期的那樣，模擬開關的有限R值上產生與負載電流成比例下降的輸出電平。

基本穩(wěn)壓電荷泵（圖1）包括一個振蕩器、多個模擬開關、一個基準電壓源和一個比較器。比較器用作電壓監(jiān)視器和振蕩器。當電路處于穩(wěn)壓狀態(tài)時，比較器輸出為低電平，這閉合了NC開關，并允許C1充電至V巴特.當電壓在V時外降至輸出調節(jié)門限（本例中為3.3V）以下時，比較器輸出變?yōu)楦唠娖?。常開開關關閉，將 C1 的電荷轉移到 C2。這個循環(huán)重復，直到V外重新獲得監(jiān)管。

圖1.低 IQ 穩(wěn)壓電荷泵。

電阻R3-R5形成振蕩所需的遲滯。它們的值 （1.0MΩ） 會產生顯著的遲滯水平，同時最小化 V巴特裝載。當比較器輸出改變狀態(tài)時，反饋電阻R5通過移動施加于比較器IN+輸入的閾值來產生遲滯。對于所示電阻值，IC1 （1.182V） 和 V 的標稱參考值巴特= 3.0V，VIN+ 閾值在 VIN+low = 0.39V 和 VIN+high = 1.39V 的近似值之間擺動。

當電路處于穩(wěn)壓狀態(tài)時，VIN-略高于VIN+，比較器輸出低，電壓為V。外由R1/R2分壓器檢測，VIN+處的閾值很低（0.39V）。當VIN+為0.39V時，R1和R2值可通過以下公式計算：

VIN+ = VOUT(R2/(R1+ R2)).

R1+R2的幅度應大于1MΩ，以最小化V巴特裝載。如果 V外= 3.3V，R2選擇在2.2MΩ，R1計算在301kΩ。電容C3連接到比較器的IN輸入。與R1和R2一起，C3根據以下簡化關系設置振蕩頻率：

tdischarge = tlow = -R2*C3*ln(VIN+low/VIN+high).

tcharge = thigh = -R2*C3*ln(1 -((VIN+high -VIN+low)/(VBATT -Vin+low)).

fosc = 1/tperiod, where tperiod = tlow + thigh.

為了最大限度地提高效率并降低比較器壓擺率的影響，應設置相對較低的頻率。選擇 C3 = 470pF 得到以下結果：

tlow = 178μsec and thigh = 68μsec; thus fosc = 4.0kHz.

選擇C1和C2的值以實現所需的負載電流和紋波。對于此應用程序（I負荷= 10mA），選擇 C1 = 10μF。要計算C2的值，請根據所需的紋波電壓進行近似：

C2 = (Iload * tlow)/Vripple.

With Iload = 10mA and Vripple = 150mV, C2 = 12μF.

如圖所示的元件值，該電路的最大Iq為6.9μA，與現成的電荷泵相比有了相當大的改進。您可以通過增加電阻值來進一步降低Iq值，但這種影響很小，因為IC2的靜態(tài)電流（最大值為3.8μA）在總電流中占主導地位。該電路允許您實現一個超低Iq穩(wěn)壓電荷泵。在提供現成選項之前，它為尋求在不使用電感器的情況下實現低成本設計的設計人員提供了一種替代方案。

審核編輯：郭婷